电池知识
锂离子、磷酸铁锂、锰酸锂、新能源
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本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换)拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET或IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。
MOSFET和IGBT内部结构不同,决定了其使用范畴的不同
1、由于MOSFET的结构，通常它可以做到电流很大，可以到上KA，但是前提耐压能力没有IGBT强。
2、IGBT可以做很大功率，电流和电压都可以，就是一点频率不是太高，目前IGBT硬开关速度可以到100KHZ，那已经是不错了。不过相对于MOSFET的工作频率还是九牛一毛，MOSFET可以工作到几百KHZ，上MHZ，以至几十MHZ，射频范畴的产品。
3、就其使用，依据其特点：MOSFET使用于开关电源、镇流器、高频感应加热、高频逆变焊机、通信电源等等高频电源范畴；IGBT聚集使用于焊机，逆变器，变频器，电镀电解电源，超音频感应加热等范畴。
开关电源(SwitchModePowerSupply；SMPS)的性能在很大程度上依靠于功率半导体器件的选择，即开关管和整流器。
虽然没有万全的方案来处理选择IGBT还是MOSFET的问题，但针对特定SMPS使用中的IGBT和MOSFET进行性能比较，确定关键参数的范围还是能起到一定的参考作用。
本文将对一些参数进行探讨，如硬开关和软开关ZVS(零电压转换)拓扑中的开关损耗，并对电路和器件特性相关的三个主要功率开关损耗导通损耗、传导损耗和关断损耗进行描述。此外，还通过举例说明二极管的恢复特性是决定MOSFET或IGBT导通开关损耗的主要因素，讨论二极管恢复性能对于硬开关拓扑的影响。
导通损耗
除了IGBT的电压下降时间较长外，IGBT和功率MOSFET的导通特性十分类似。由基本的IGBT等效电路（见图1）可看出，完全调节PNPBJT集电极基极区的少数载流子所需的时间导致了导通电压拖尾（voltagetail）出现。
这种延迟引起了类饱和(Quasi-saturation)效应，使集电极/发射极电压不能立即下降到其VCE(sat)值。这种效应也导致了在ZVS情况下，在负载电流从组合封装的反向并联二极管转换到IGBT的集电极的瞬间，VCE电压会上升。IGBT产品规格书中列出的Eon能耗是每一转换周期Icollector与VCE乘积的时间积分，单位为焦耳，蕴含了与类饱和相关的其他损耗。其又分为两个Eon能量参数，Eon1和Eon2。Eon1是没有包括与硬开关二极管恢复损耗相关能耗的功率损耗；Eon2则包括了与二极管恢复相关的硬开关导通能耗，可通过恢复与IGBT组合封装的二极管相同的二极管来测量，典型的Eon2探测电路如图2所示。IGBT通过两个脉冲进行开关转换来测量Eon。第一个脉冲将增大电感电流以达致所需的探测电流，然后第二个脉冲会测量探测电流在二极管上恢复的Eon损耗。
在硬开关导通的情况下，栅极驱动电压和阻抗以及整流二极管的恢复特性决定了Eon开关损耗。对于像传统CCM升压PFC电路来说，升压二极管恢复特性在Eon(导通)能耗的控制中极为紧要。除了选择具有最小Trr和QRR的升压二极管之外，确保该二极管拥有软恢复特性也非常紧要。软化度(Softness)，即tb/ta比率，对开关器件萌生的电气噪声和电压尖脉冲(voltagespike)有相当的影响。某些高速二极管在时间tb内，从IRM(REC)开始的电流下降速率(di/dt)很高，故会在电路寄生电感中萌生高电压尖脉冲。这些电压尖脉冲会引起电磁干扰(EMI)，并可能在二极管上导致过高的反向电压。
在硬开关电路中，如全桥和半桥拓扑中，与IGBT组合封装的是快恢复管或MOSFET体二极管，当对应的开关管导通时二极管有电流经过，因而二极管的恢复特性决定了Eon损耗。所以，选择具有快速体二极管恢复特性的MOSFET十分紧要。不幸的是，MOSFET的寄生二极管或体二极管的恢复特性比业界目前使用的分立二极管要缓慢。因此，对于硬开关MOSFET使用而言，体二极管经常是决定SMPS工作频率的限制因素。
一般来说，IGBT组合封装二极管的选择要与其使用匹配，具有较低正向传导损耗的较慢型超快二极管与较慢的低VCE(sat)电机驱动IGBT组合封装在一起。相反地，软恢复超快二极管，可与高频SMPS2开关模式IGBT组合封装在一起。
除了选择正确的二极管外，设计人员还能够通过调节栅极驱动导通源阻抗来控制Eon损耗。降低驱动源阻抗将提高IGBT或MOSFET的导通di/dt及减小Eon损耗。Eon损耗和EMI需要折中，因为较高的di/dt会导致电压尖脉冲、辐射和传导EMI增加。为选择正确的栅极驱动阻抗以满足导通di/dt的需求，可能需要进行电路内部探测与验证，然后依据MOSFET转换曲线可以确定大概的值(见图3)。
假定在导通时，FET电流上升到10A，依据图3中25℃的那条曲线，为了达到10A的值，栅极电压非得从5.2V转换到6.7V，均匀GFS为10A/(6.7V-5.2V)=6.7m。
公式1获得所需导通di/dt的栅极驱动阻抗
把均匀GFS值运用到公式1中，得到栅极驱动电压Vdrive=10V，所需的di/dt=600A/s，FCP11N60典型值VGS(avg)=6V，Ciss=1200pF；于是可以计算出导通栅极驱动阻抗为37。由于在图3的曲线中瞬态GFS值是一条斜线，会在Eon期间出现变化，意味着di/dt也会变化。呈指数衰减的栅极驱动电流Vdrive和下降的Ciss作为VGS的函数也进入了该公式，表现具有令人惊愕的线性电流上升的总体效应。
同样的，IGBT也可以进行类似的栅极驱动导通阻抗计算，VGE(avg)和GFS可以通过IGBT的转换特性曲线来确定，并使用VGE(avg)下的CIES值代替Ciss。计算所得的IGBT导通栅极驱动阻抗为100，该值比前面的37高，声明IGBTGFS较高，而CIES较低。这里的关键之处在于，为了从MOSFET转换到IGBT，非得对栅极驱动电路进行调节。
传导损耗需谨慎
在比较额定值为600V的器件时，IGBT的传导损耗一般比相同芯片大小的600VMOSFET少。这种比较应当是在集电极和漏极电流密度可分明感测，并在指明最差情况下的工作结温下进行的。例如，FGP20N6S2SMPS2IGBT和FCP11N60SuperFET均具有1℃/W的RJC值。图4显示了在125℃的结温下传导损耗与直流电流的关系，图中曲线声明在直流电流大于2.92A后，MOSFET的传导损耗更大。
不过，图4中的直流传导损耗比较不适用于大部分使用。同时，图5中显示了传导损耗在CCM(连续电流模式)、升压PFC电路，125℃的结温以及85V的交流输入电压Vac和400Vdc直流输出电压的工作模式下的比较曲线。图中，MOSFET-IGBT的曲线相交点为2.65ARMS。对PFC电路而言，当交流输入电流大于2.65ARMS时，MOSFET具有较大的传导损耗。2.65APFC交流输入电流等于MOSFET中由公式2计算所得的2.29ARMS。MOSFET传导损耗、I2R，利用公式2定义的电流和MOSFET125℃的RDS(on)可以计算得出。把RDS(on)随漏极电流变化的因素考虑在内，该传导损耗还可以进一步精确化，这种关系如图6所示。
一篇名为要怎么样将功率MOSFET的RDS(on)对漏极电流瞬态值的依靠性蕴含到高频三相PWM逆变器的传导损耗计算中的IEEE文章描述了要怎么样确定漏极电流对传导损耗的影响。作为ID之函数，RDS(on)变化对大多数SMPS拓扑的影响很小。例如，在PFC电路中，当FCP11N60MOSFET的峰值电流ID为11A两倍于5.5A(规格书中RDS(on)的探测条件)时，RDS(on)的有效值和传导损耗会增加5％。
在MOSFET传导极小占空比的高脉冲电流拓扑结构中，应当考虑图6所示的特性。如果FCP11N60MOSFET工作在一个电路中，其漏极电流为占空比7.5%的20A脉冲(即5.5ARMS)，则有效的RDS(on)将比5.5A（规格书中的探测电流）时的0.32欧姆大25%。
公式2CCMPFC电路中的RMS电流
式2中，Iacrms是PFC电路RMS输入电流；Vac是PFC电路RMS输入电压；Vout是直流输出电压。
在实际使用中，计算IGBT在类似PFC电路中的传导损耗将更加复杂，因为每个开关周期都在不同的IC上进行。IGBT的VCE(sat)不能由一个阻抗表示，比较简单笔直的办法是将其表示为阻抗RFCE串联一个固定VFCE电压，VCE(ICE)=ICERFCE+VFCE。于是，传导损耗便可以计算为均匀集电极电流与VFCE的乘积，加上RMS集电极电流的平方，再乘以阻抗RFCE。
图5中的示例仅考虑了CCMPFC电路的传导损耗，即假定设计目标在维持最差情况下的传导损耗小于15W。以FCP11N60MOSFET为例，该电路被限制在5.8A，而FGP20N6S2IGBT可以在9.8A的交流输入电流下工作。它可以传导超过MOSFET70%的功率。
虽然IGBT的传导损耗较小，但大多数600VIGBT都是PT(PunchThrough，穿透)型器件。PT器件具有NTC(负温度系数)特性，不能并联分流。或许，这些器件可以通过匹配器件VCE(sat)、VGE(TH)(栅射阈值电压)及机械封装以有限的成效进行并联，以使得IGBT芯片们的温度可以保持一致的变化。相反地，MOSFET具有PTC(正温度系数)，可以提供良好的电流分流。
关断损耗问题尚未结束
在硬开关、钳位感性电路中，MOSFET的关断损耗比IGBT低得多，原由在于IGBT的拖尾电流，这与清除图1中PNPBJT的少数载流子有关。图7显示了集电极电流ICE和结温Tj的函数Eoff，其曲线在大多数IGBT数据表中都有提供。这些曲线基于钳位感性电路且探测电压相同，并蕴含拖尾电流能量损耗。
图2显示了用于测量IGBTEoff的典型探测电路，它的探测电压，即图2中的VDD，因不同制造商及个别器件的BVCES而异。在比较器件时应考虑这探测条件中的VDD，因为在较低的VDD钳位电压下进行探测和工作将导致Eoff能耗降低。
降低栅极驱动关断阻抗对减小IGBTEoff损耗影响极微。如图1所示，当等效的多数载流子MOSFET关断时，在IGBT少数载流子BJT中仍存在存储时间延迟td(off)I。不过，降低Eoff驱动阻抗将会减少米勒电容(Millercapacitance)CRES和关断VCE的dv/dt造成的电流注到栅极驱动回路中的风险，避免使器件重新偏置为传导状态，从而导致多个萌生Eoff的开关动作。
ZVS和ZCS拓扑在降低MOSFET和IGBT的关断损耗方面很有优点。不过ZVS的工作优势在IGBT中没有那么大，因为当集电极电压上升到准许多余存储电荷进行耗散的电势值时，会引发拖尾冲击电流Eoff。ZCS拓扑可以提升最大的IGBTEoff性能。正确的栅极驱动顺序可使IGBT栅极信号在第二个集电极电流过零点往日不被清除，从而显著降低IGBTZCSEoff。
MOSFET的Eoff能耗是其米勒电容Crss、栅极驱动速度、栅极驱动关断源阻抗及源极功率电路路径中寄生电感的函数。该电路寄生电感Lx(如图8所示)萌生一个电势，通过限制电流速度下降而增加关断损耗。在关断时，电流下降速度di/dt由Lx和VGS(th)决定。如果Lx=5nH，VGS(th)=4V，则最大电流下降速度为VGS（th）/Lx=800A/s。
总结：
在选用功率开关器件时，并没有万全的处理方案，电路拓扑、工作频率、环境温度和物理尺寸，所有这些约束都会在做出最佳选择时起着作用。
在具有最小Eon损耗的ZVS和ZCS使用中，MOSFET由于具有较快的开关速度和较少的关断损耗，因此能够在较高频率下工作。
对硬开关使用而言，MOSFET寄生二极管的恢复特性可能是个缺点。相反，由于IGBT组合封装内的二极管与特定使用匹配，极佳的软恢复二极管可与更高速的SMPS器件相配合。
后语：MOSFE和IGBT是没有本质区别的，人们常问的是MOSFET好还是IGBT好这个问题本身就是错误的。至于我们为甚么有时用MOSFET，有时又不用MOSFET而采用IGBT，不能简单的用好和坏来区分，来判定，需要用辩证的办法来考虑这个问题。
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