无论拓扑结构要怎么样，闭回路(close-loop)增益都是通用形式：
其中Aideal是理想极限aε→∞时的闭回路增益，aε是开回路增益，T=aε/Aideal是回路增益。尽管运算放大器是电压输入/电压输出(VV)元件，但它可以配置为四种拓扑结构中的任何一种。今朝我们来讨论II拓扑结构，并由此引出负回馈的其他细节。电流放大器图2的回馈拓扑结构通常称为并联-串联型，其中具有开回路电压增益av的运算放大器被配置为电流放大，其增益可表示为A=iO/iI(除了av＜∞的情况，该运算放大器假定是理想的。另外，为简单起见，我们假设负载短路，这是电流输出元件最简单的负载类型，就像开路是电压输出元件最简单的负载一样)。
图2：使用运算放大器作为电流放大器，或II转换器。要得到Aideal，参考图3a，我们有：
消除vO，整理得到：
参考图3b，可以看到沿回路传输的讯号vD首先被av放大，然后通过LD和R2完整地返回到运算放大器的反相输入端，因此回路增益仅为T=av。我们是不是可以使用公式(1)得到下面的公式？
让我们透过pSpice软体工具来看一些特殊情况，例如R1=R2=10kΩ和av=10V/V。然后，公式(3)得出A=2/(1+1/10)=1.818A/A。然而，pSpice却得出1.909A/A，虽然差别不大，但对于这样简单的电路来说绝对是不能接受的。在图3c中av→0的情况下甚至出现更大的差异。藉由检查发现，iO=iI，因此A=iO/iI=1A/A，而公式(3)预测A=2av/(av+1)=2x0/(0+1)=0A/A！
图3：获得(a)Aideal；(b)回路增益T；(c)馈通增益aft的电路。有哪些问题？公式(3)的问题在于它试图使II转换器符合图1的电路图，它假设讯号单向传输，即透过放大器正向传输，以及透过回馈网路反向传输，如图中的箭头图形所示。然而，仔细审视II转换器就会发现，回馈网路是双向的，如图3c所示，在将vN=vO/(1+R2/R1)回馈回运算放大器的反相输入时，网路也将iI前馈到负载，绕开了运算放大器。这时，馈通增益为aft=1A/A。我们该要怎么样考虑这种双向性？电路很简单，我们可以笔直分解它(参考文后的附录)。确切的结果是：
这与公式(3)不完全相同。但是，我们可以轻松地将公式(4)重新表达为：
其中最后一项实在考虑了讯号馈通。在我们的范例中(R1=R2=10kΩ及av=10V/V)，公式(5)得出A=1.818+1/11=1.909A/A，本来就应当这样。透过pSpice查看各种增益还是很直观的。图4a的电路采用了一个直流增益为10V/V、增益频宽积GBp为10MHz的运算放大器(没错，这里特意采用低于标准的运算放大器，以更充足显示由馈通萌生的影响)。从图4b的迹线(trace)可以看出，只要av(迹线#1)足够高，馈通分量(迹线＃3)可以忽略不计。然而，av随着频率滚降，馈通变得越来越相关，最终占据主导地位。因此在高频下，迹线＃4与迹线＃3汇合，使得A→aft。
图4：(a)用于模拟图2电流放大器的pSpice电路图；(b)相对应的迹线：＃1是开回路增益av，＃2和＃3是公式(5)右边的第一和第二分量，＃4是整体闭回路增益A。渐近增益模型讨论了简单的II转换器，我们再用图5的电路图对图1的简单电路图作一个概括，称之为渐近增益模型(asymptoticgainmodel)，该电路给出：
其中：
图5：考虑误差放大器的馈通并概括图1的电路图。我们应当担心馈通吗？将馈通项aftsI视为一种杂讯形式是有益的，我们将之反映到误差放大器的输入，即(aftsI)/aε。图6可以很容易证明这一点。
显然只要|aft|
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