论证功率开关对电源效率的关联

电源效率是指UpS的整机电能利用率，也就是UpS从外部吸收功率与向负载输出功率两者之的比值。这个数值和UpS电源设计线路有密切的关系，高效率的电源可以提高电能的使用效率，在一定程度上可以降低电源的自身功耗和发热量。通常在线式UpS的电源效率一般能够达到90%以上。倘若要增配大中容量的交流不间断供电设备，最好选用电源效率高的在线式UpS。而其他UpS的电源效率在80%左右。Ep谐波吸收装置可有效保护UpS对电网络的不良影响。

转换效率就是电源的输入功率与输出功率的比值：即电源转换效率=电源为主机供应的即时输出功率/输入电源的即时功率100%。一般来说，pC电源规范对转换效率有着一定的要求。最初电源转换效率仅有60%左右，在Intel的ATX12V1.3电源规范中，规定电源的转换效率满载时不得小于68%，而在ATX12V2.01中，对电源的转换效率提出了更高的要求──不得小于80%。

开关频率的变化,如脉冲频率调制(烤瓷)含电子滤波设计带来了诸多困难输入。因为没有用于滤波电感,输出电压在攻防两端都含有设计师选用低整流二极管可以适用于额定电压二极管。功率开关管是指能承受较大电流，漏电流较小，在一定条件下有较好饱和导通及截止特性的三极管，可不太考虑其放大性能，其控制与基极电流大小或方向有关电流经集电极和发射极，方向详尽要看是NpN还是pNp管。场效应管一般做电子开关用，控制与极性有关。因此在购买电源时，从它遵循的电源规范上大家就能大致知道其电源转换效率的高低。然而,当负载电流新增,缺乏电感电容的损失带来的负担,负载谐振技术并不适用于高输出电流和低电压。另一方面,电压转换技术使用一种寄生作文惟有在开启和封闭电路交换转换的天线的谐振特性仅一步之遥。

疯狂是因为pWM半桥逆变对称与简单的配置和零电压开关(零电压)的特点,运用的是零电压转换技术是一种最常见的拓扑结构。由于分解和设计,并输出功率电感,所以不对称半桥逆变通常用于pWM高输出电流和低电压的使用,如电脑和服务器供电。这个疯狂的电流放大器和同步整流器非对称型半桥逆变和共同的特点的实例,一些试验结果,样品用于非对称拓扑电源开关控制。图1显示的是一个电流在次级乘数对称半桥逆变pWM二次线圈是单一的结构和输出电感器可分为两个较小的电感。为了提高整体的效率很低,使用关系型数据库(在)器件构成同步整流器、同步整流器(SR)。与传统的中心分流式(中心),相比有许多优势,配置窃听当前乘数:首先,直流励磁电流部件小于或等于中心分流式直流分量,并配置,可使用小磁芯变压器。每个输出的电感电流加载时,承担一半的中心挖掘型励磁电流形态是相近的。

倘若输出数据的电感电流加载熊失衡,励磁电流也将减少。其次,线圈电流的平方根次级(根-花不到,均方根)-为这种类型的配置,中心几乎一半的负载电流流过每输出电感。鉴于此,本文对二次线圈电流密度低,你都可以用同一磁场和相同的电线的规格说明细看一遍。能承受较大电流，漏电流较小，在一定条件下有较好饱和导通及截止特性的三极管。鉴于上述几个优点,当前的乘数高输出电流是其中最常用的拓扑结构。

图1使用电流倍增器的非对称pWM半桥转换器

提议的转换器运作原理

如图2所示，从供电模式2开始，由于S1开启，Vin-VCb施加到变压器的初级端，励磁电流im以斜率(Vin-VCb)/Lm.新增，由于SR2关断，LO1的电流斜率就由(Vin-VCb)/n减去输出电压决定。另一方面，LO2的电流以斜率–VO/LO2减小，这是流经SR1的续流(free-wheeling)。当两个输出电感分享负载电流时，SR1承担全部负载电流。变压器的次级绕组仅解决iLO1，所以vT2较图2所示的数值稍低，但我们在这一章段中将忽略这一情况，从而简化分解。

图2提议转换器的运作分解

当S1关断，则开始模式3，由于S2的输出电容被放电，故vT1也减小，最终，当S2输出电容电压等于VCb.时，它变为零。同时，由于SR2的反向偏置电压消除，因此它的体二极管开启导通。然后，两个SR在这个模式中一起导通。在S2的体二极管导通后S2开启，从而实现S2的ZVS运作，这个模式的继续时间为

(1)

模式4是另一个充电模式，在各个SR之间的换向结束时开始，在变压器初级端施加的电压为–VCb，因而励磁电流以斜率–VCb/Lm减少，iLO2的斜率为(VCb/n-VO)/LO2。其它的电感电流是通过SR2的续流。可从图2看出，由于异相(out-of-phase)用途，每个输出电感的大纹波电流得以消除。因而，相比中心抽头式或桥式整流配置，它可以在电流倍增器配置中使用两个较小的电感。

当S2关断，模式1作为另一个重建模式而开始，模式1的运作原理几乎与模式3相同，惟有ZVS状况例外。在模式1中，当S1的输出电容电压等于Vin-VCb的瞬间，vT1成为零。在这个瞬间之前，输出电感LO2上的负载电流反射到变压器的初级端，有助于实现开关的ZVS运作。与此相反，存储在漏电感中的能量仅在这个瞬间之后对输出电容进行放电和充电。因而，S1的ZVS运作较S2更为稳固，因为通常Vin-VCb高于VCb，除此之外，可以与模式3相同的方式进行分解，模式1的延续时间为

(2)

使用公式(1)和(2)具体计算输出电压

(3)

VSR是SR处于充电模式时MOSFET两端的电压。

im的DC和纹波成分可从下式获得：

(4)

(5)

这里，ILO1和ILO2是输出电感电流的DC成分。

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